Разработка полосового фильтра СВЧ диапазона, выполненного на основе микрополосковых линий.

При этом эквивалентное модовое представление той или иной канонической секции может быть получено без обращения к математическим моделям, а непосредственно используя метод зеркальных отображений. Следующий этап синтеза таких цепей – параметрический синтез сводится к установлению соответствия между волновыми параметрами эквивалентных двухполюсников мостовых схем замещения цепи-прототипа и микрополосковой секции с учетом условий ее физической реализуемости. Таким образом, синтез различных рациональных схемотехнических решений представляет собой формализованную процедуру последовательных преобразований симметричных прототипов на сосредоточенных элементах и определения условий соответствия эквивалентным модовым представлениям физически реализуемых симметричных полосковых структур.3.2 Механизм и условия формирования частотных характеристик решетчатой секцииЭквивалентное модовое представление, имеющее ясный физический смысл и сравнительную простоту схем замещения, раскрывает механизм формирования частотных характеристик симметричных цепей. При этом рабочее затухание Ар, групповое время запаздывания t и характеристическое сопротивление Zc для уравновешенной мостовой реактивной цепи определяется через нормированные относительно сопротивления нагрузки импедансыследующим образом [15, 21]: (2) (3) (4)Из выражения (1), (2) и (4) следует, что при фазовом синхронизме волн Voo=Voe (в случае однородной среды) решетчатая секция является все заграждающей, т.к. вырождается область вещественных значений характеристического сопротивления (foe=foo=f8) и на этой частоте формируется полис затухания. Условием формирования в решетчатой секции амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) полосно-пропускающего фильтра является неравенство резонансных частот парциальных двухполюсников foe≠foo. Это эквивалентно неравенству фазовых скоростей четной и нечетной волн или электрических длин эквивалентных резонаторов схем замещения. Вследствие различия, например, фазовых скоростей нормальных волн Voo≠Voe, обусловленного неоднородностью среды, решетчатая секция обладает областью вещественных значений ReZc, т.к. в этой частотной области Za и Zb имеют различные знаки. Граничные частоты области ReZc определяются из условий Xb(foe)=0 и Xf(foo)=0 и в ней Δfc=|foo-foe| формируется при выполнении условия согласования секции полоса пропускания. Нули рабочего затухания определяются согласно (2) из условия Zc(foo)=R. Таким образом, необходимым и достаточным условием, при котором всезаграждающая при фазовом синхронизме волн решетчатая секция становиться полосно-пропускающей, является условие несоразмерности цепи. Полюс затухания на конечной частоте формируется в решетчатой секции согласно (2) при условии баланса импедансов эквивалентных двухполюсников Xb(f8)=Xa(f8). Так как для связанных МПЛ Zoe>Zoo, то это условие выполняется при любых значения коэффициента электромагнитной связи K=(Zoe-Zoo)/(Zoe+Zoo)>0. Рассмотренный механизм и условия формирования рабочего затухания решетчатой секции иллюстрирует рис. 4.Таким образом, в данной четвертьволновой секции характеристическая Δfc, а следовательно и рабочая полоса пропускания определяется не абсолютным значением коэффициента связиК, а различием фазовых скоростей квази-Т-волн в системе связанных МПЛ при их четном и нечетном возбуждении. Степень различия электрических длин волн определяется отношением значений К1 на разных участках длины связанных МПЛ. При этом, чем выше значение К1, тем ближе располагаются полосы пропускания. Этим достигается в решетчатой секции взаимная независимость в определенных пределах ширины полосы пропускания и расположения полюса затухания на конечной частоте f8. Причем требуемая ширина полосы пропускания и заданное значение f8 могут быть реализованы при высоких значенияхК>0.4, что обеспечивает малые зазоры между связанными МПЛ (S/H<0.2). Поэтому электромагнитное поле концентрируется вблизи связанных МПЛ, чем достигается решение проблемы электромагнитной совместимости элементов ИС при применении этой высокоизбирательной секции.Отметим еще одну важную особенность, характерную для мостовых уравновешенных цепей. Известно, что только для минимальнофазовых цепей существует однозначная взаимосвязь между рабочим затуханием и фазочастотной характеристикой, которая отражается интегральным преобразованием Гильберта. В [18] показано, что для симметричных реактивных цепей как минимально-, так и неминимально-фазового типа существует косвенная взаимосвязь между Ap и t. Используя соотношения (2) и (3), легко показать, что любой симметричный реактивный четрырехполюсник имеет ненулевой экстремум рабочего затухания Ар(fm)≠0 тогда и только тогда, когда ta(fm)=tb(fm). Именно на этом граничном числе частот fm содержится наиболее ценная информация оАр, характеризующая неравномерность затухания в полосе пропускания и минимальные уровни затухания в полосе заграждения. Это позволяет ускорить процесс анализа, структурного синтеза и параметрической оптимизации МПФ.3.3 Структуры и практическая реализация высокоизбирательных МПФСтруктуры фильтров высоких порядков формируются обычно путем каскадного соединения базовых элементов или за счет использования многопроводных систем при определенных краевых условиях на концах связанных МПЛ. Многопроводные структуры можно рассматривать в первом приближении как совокупность электромагнитно взаимодействующих базовых элементов. Разумеется, что при использовании, как того, так и другого принципов построения МПФ их структуры должны формироваться так, чтобы в них сохранялись достоинства элементного базиса.Стремление целесообразно распорядиться эффектом неравенства фазовых скоростей так, чтобы повысить предельную частоту избирательности МПФ, приводит к структурам, базовыми элементами которых являются высокоизбирательные четвертьволновая (рис. 3.4.1г,д) или полуволновая (рис. 3.4.1б) канонические решетчатые секции. Эти структуры можно рассматривать как результат определенной эволюции традиционных фильтров на параллельно связанных полуволновых резонаторах (рис. 3.4.1а), хотя в основе их построения лежат совершенно разные принципы действия. а) б) в) г) д)Рис. 3.4.1. Традиционные (а, б) и нетрадиционные (б, г, д) структуры МПФ.В отличие от этих фильтров и фильтров на встречных шпилечных резонаторах (рис 3.4.1 г,д) помимо очевидной их компактности формируются полюсы затухания на конечных частотах без введения каких-либо избыточных элементов или дополнительных путей передачи энергии. Рассматриваемые структуры реализуют эллиптические, квази и псевдоэллиптические характеристики.Рассчитаем полосовой фильтр на несимметричных полосковых линиях, используя методику, описанную в [15]. Для этого определим геометрические размеры печатной схемы полосно-пропускающего фильтра на связанных линиях, общая схема которого представлена на рис. 3.4.2.Рис. 3.4.2. Топология полосно-пропускающего фильтра на связанных линияхИз задания известно, что центральная частота полосы пропускания рассчитываемого фильтра МГц. Полоса пропускания по уровню 3 дБ равна 50 МГц. Ослабление в полосе заграждения должно составлять не менее 30 дБ. Коэффициент прямоугольности фильтра должен быть не менее 2. Входное и выходное сопротивление фильтра должно быть равно 50 Ом.Определим значения относительной полосы пропускания и заграждения фильтра:;.На рис. 3.4.3 показано схематическое изображение двух одинаковых связанных полосок, являющихся основным элементом частотно-избирательной структуры рассчитываемого фильтра.Рис. 3.4.3. Связанные микрополосковые линии передачиПримем диэлектрическую проницаемость материала фильтра равной 9,6. Толщину материала выберем равной 1,5 мм (см. рис. 3.4.3).Определим необходимое число элементов прототипного фильтра нижних частот:.Округляя nдо ближайшего большего целого числа получаем . Число звеньев фильтра на связанных линиях составит .По данным таблицы 3.1 [15] для известных значений приОм определяем значения сопротивлений каждого из звеньев:С помощью графиков, приведенных на рис. 3.4.4 определяем значения коэффициентов и [15].Рис. 3.4.4. График зависимости сопротивлений микрополосковой линии при четном и нечетном видах возбужденияВ нашем случае значения коэффициентов и для звеньев составят:С учетом того, что в нашем случае толщина материала h составляет 1,5 мм, ширина проводника и зазор между ними для каждой из секций фильтра составит:По кривой с параметром (см. рис. 3.4.4) определяем относительную ширину проводников проводящих линий:.Отсюда, ширина проводника проводящей линии составит:.Найдем длины отрезков связанных линий. Для этого предварительно найдем значения эффективной диэлектрической проницаемости для каждой из ячеек с помощью графика, приведенного на рис. 3.4.5 [15]:Рис. 3.4.5. График зависимости эффективной диэлектрической проницаемости микрополосковой линии от.Определим длины отрезков связанных линий секций:;;.Для проверки характеристик фильтра по рассчитанным размерам его модель была построенав САПР MicrowaveOffice(рис. 3.4.6). С помощью MicrowaveOfficeбыло проведено моделирование его работы и получены графики зависимостей (АЧХ фильтра) и его КСВ, которые приведены на рис. 3.4.7 и 3.4.8. Рис. 3.4.6. Топология разработанного фильтраРис. 3.4.7. АЧХ разработанного фильтраРис. 3.4.8 КСВ портов разработанного фильтраЗаключениеОсновным итогом проекта является решение задачирасчетамикрополоскового фильтра (МПФ), а также получения его частотных характеристик. Основные результаты работы заключаются в следующем:1. Рассмотрены особенности и классификация линий передач (ЛП).Дан сравнительный анализ характеристик передающих линий. Выбран подходящий для данного МПФ соосный коаксиально-полосковый переход.2. В проекте рассмотрены и проанализированы микрополосковые фильтры СВЧ. Рассмотрены основные параметры, даны рекомендации по проектированию таких устройств.3. Исходя, из обзора научно-технической литературы выбрана элементная база и предложена схема МПФ.4. Разработаны и рассчитана схема и топологическая реализация микрополоскового полосового фильтра с центральной частотой 1850 МГц. На основе полученных в результате расчета размеров в САПР MicrowaveOfficeбыло проведено моделирование. Врезультате проведенного моделирования были получены характеристики фильтра, которые достаточно хорошо согласуются с заданием. Это позволяет утверждать, что была выбрана корректная методика расчета и существенных ошибок в процессе его выполнения допущено не было.Список использованной литературы1. Матей Д. Л., Янг Л., Джонс Е. М. Т. «Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи». Том 1. – М., Связь, 1972.2. "Проектирование радиоприемных устройств" под ред. А.П. Сиверса М., "Сов. Радио",1976г.3. «Радиоприемные устройства» под ред. В.И. Сифорова Москва, «Советское радио»,1974г.4. H.B. Бобров, Г.В. Максимов «Расчет радиоприемников» Москва, «Воениздат», 1971г.5. А.М.Косогов, Ю.С.Сендерук, В.В.Еремин «Микрополосковыентегральныеучетверители частоты трехсантиметрового диапазона» в сб. Статей «Микроэлектронника и полупроводниковые приборы вып.2 под ред. А.А. Васенкова и Я.А. Федотова, Москва, «Советское радио», 1977г.6. "Технология гибридных интегральных схем СВЧ" И.П. Бушминский, Г.В. Морозов, Москва, "Высшая школа", 1980г.7. "Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств" под ред. В.И. Вольмана, М, "Радио и Связь", 1982г.8. Л.Г. Малорацкий «Микроминиатюризация элементов и устройств СВЧ». Москва,«Советское радио», 1976г.9. С.П. Иванов, Е.Г. Ливанская и др. «Сверхширокополосные усилители СВЧ на полевых транзисторах с барьером Шотки». «Обзоры по электронной технике» серия Электроника СВЧ, вып. 16 (1306) Москва, ЦНИИ «Электроника», 1987г.10. И.И. Бородуленко, В.А. Мальцев «Узкодиапазонные стабильные твердотельные СВЧ-генераторы и устройства малой и повышенной мощности». «Электронная техника», сер.1СВЧ техника, вып. 3 (463), 1994г.11. B.C. Савельев «Генераторы на транзисторах СВЧ диапазона». «Обзоры по электронной технике» серия 1 Электроника СВЧ, вып. 3 (785) Москва, ЦНИИ «Электроника», 1981г.12. Роудз Дж. Д. «Теория электрических фильтров», - М.: Советское радио, 1980.13. Скенлан Д. О. «Теория СВЧ цепей на связанных линиях передачи»//. ТИИЭР. – 1980, Т.68.N.214. Бергер М. Н. «Фильтры СВЧ с дополнительными параллельными связями»// Зарубежная радиоэлектроника, -1985, №6,15. Малорацкий Л. Г., Явич Л. Р. Проектирование и расчет СВЧ элементов на полосковых линиях. М.: Советское радио, 197216. Аристархов Г. М., Чернышев В. П. «Эквивалентное модовое представление микрополосковых фильтров на основе многопроводных линий с неравными фазовыми скоростями».17. Аристархов Г. М., Алексеев А. Н. «Связь рабочих параметров симметричных реактивных четырехполюсников»// Радиотехника и электроника, -1990, Т.35, N.3, 18.Р. Малер, Т.Кейминс «Элементы интегральных схем» М. «МИР» 1989 г.18. У. Тилл, Дж. Лаксон «Интегральные схемы. Материалы, приборы, изготовление. М. «МИР» 1985 г.